Düşük voltajlı operasyonel amplifikatörler, yüksek voltajlı sinyal ve güç kaynağı uygulamaları elde etmek için önyükleme kullanır
Düşük voltajlı operasyonel amplifikatörler, yüksek voltajlı sinyal ve güç kaynağı uygulamaları elde etmek için önyükleme kullanır
Tarih: 2020-03-11
Yazar: Barry Harvey
Kaynak: Analog Devices
sorun:
Düşük voltajlı amplifikatör, yüksek voltaj tamponu elde etmek için önyüklenebilir mi?
Cevap:
Mükemmel giriş özelliklerine sahip bir operasyonel amplifikatör kullanabilir ve performansını daha da artırabilirsiniz, böylece voltaj aralığı, kazanç doğruluğu, dönüş hızı ve distorsiyon performansı orijinal operasyonel amplifikatörden daha iyidir.
Alt pikoamp giriş birim kazanç amplifikatörü / tamponu gerektiren hassas bir voltmetrenin girişini tasarladım.Düşük frekans gürültüsü 1V p-p'den düşük, ofset voltajı yaklaşık 100V kadar düşük ve doğrusal olmama hatası 1 ppm'den az. Ayrıca sürekli artan ADC çözünürlüğünden yararlanmak için seste ve 60 Hz frekanslarda çok düşük AC bozulmasına sahip olması gerekir. Bu yeterince iddialı ancak ± 40 V sinyalini tamponlamak için ± 50 V güç kaynağı da gerektiriyor. Tampon girişi, yüksek empedanslı bir voltaj bölücüye veya doğrudan bir harici sinyale bağlanır. Bu nedenle, elektrostatik boşalma ve aşırı gerilim girişinin etkisine de dayanabilmelidir.
Çok sayıda alt-piyan öngerilimi akımı operasyonel kuvvetlendiricisi yoktur. Kullanılabilir cihazlara genellikle onlarca femtoamp kadar düşük ön gerilim akımları olan elektrometre düzeyinde amplifikatörler denir. Ne yazık ki, bu elektrometre amplifikatörlerinin (0,1 Hz ila 10 Hz) düşük frekanslı voltaj gürültüsü birkaç mikrovolttur (tepeden tepeye). Ek olarak, giriş ofset voltajı ve ofset sıcaklık katsayısı genellikle gereksinimleri karşılamaz. Ortak mod reddetme oranı (CMRR) ve açık döngü kazancı, 1 ppm doğrusallığı desteklemek için yeterince iyi değildir. Son olarak, hiçbir elektrometre yüksek güç kaynağı voltajlarına dayanamaz.
LTC6240 serisi, 0,25 pA ön gerilim akımı (tipik değer) ve 0,55 V p-p düşük frekanslı gürültü sunar. Bu, giriş tamponları için yeterince iyidir, ancak cihaz yalnızca 12 V'a kadar olan güç kaynaklarını destekler. Daha yüksek voltajlara uyarlamak için amplifikatörün etrafına devre eklememiz gerekecek.
Tasarım yöntemi
Şekil 1, önyükleme yükselticisinin şematik diyagramını gösterir.
Şekil 1. Temel önyükleme güç kaynağı devresi topolojisi
LTC6240, Vp (+1 kazançlı bir tampon amplifikatörü çıkışın değerini artı 5 V korur) ve Vm (eksi 5 V çıkış değerini korumak için başka bir tamponu çalıştırır) tarafından çalıştırılır.
Güç kaynağı her zaman giriş sinyalini takip ettiğinden (LTC6240'ın çıkışı tarafından ara belleğe alınır), ideal koşullar altında hiçbir ortak mod giriş hatası yoktur. Vasat CMRR bile önyükleme yoluyla en az 30 dB artırılabilir. 30 dB değerine, Vp ve Vm tamponlarının sınırlı kazanç doğruluğu neden olur.
LTC6240'ın açık döngü kazancı da benzer şekilde geliştirildi. Dahili kazanç düğümü ile güç rayı arasında bir transistör çıkış empedansı olduğunda, amplifikatör devresinin sınırlı kazanımı olacaktır. Güç kaynağı çıkışa önyüklendiğinden, yukarıdaki empedanstan çok az sinyal akımı akar ve açık döngü kazancındaki artış CMRR'deki artışa benzer. Bununla birlikte, çıkış yükü yine de açık döngü kazancını sınırlayabilir.
Belki çok açık değil, ancak devrenin genel dönüş hızı da önyüklendi. Genellikle, LTC6240'ın dahili hareketsiz akımı ve güç kaynağına bağlı kompanzasyon kondansatörü ile sınırlıdır. Güç kaynağı giriş ve çıkışı takip ettiğinde, bu kapasitörlere çok az dinamik akım akar ve amplifikatör sınırlı bir dönüş hızı durumuna girmez. Tampon yükseltici, sonunda genel dönüş oranını sınırlayacaktır.
Yüksek voltajlı güç kaynakları Vhvp ve Vhvm parazite sahip olabilir, ancak tampon çıkışı paraziti büyük ölçüde bastıracak ve LTC6240'ın güç kaynağı reddetme oranı (PSRR) büyük ölçüde geliştirilecektir.
Öyleyse, bu harika; bootstrap güç kaynağı ile tampon birçok yönden geliştirildi. Ne ters gidebilir? Şekil 1'de gösterilen devre neredeyse kesin olarak salınacaktır. Güç kaynağı piminin davranışını değerlendirmenin en iyi yolu, onu geri besleme döngüsünün bir parçası olarak düşünmektir: çıkış pini voltajı, tampon yükseltici frekans tepkisi ile çarpılır, ardından 1 / PSRR ile çarpılır, girişe eklenir ve son olarak açık döngü kazancı ile çarpılır. Bir çıktı haline gelin ve benzeri. Şekil 2a, PSRR'nin frekansla değişimini göstermektedir.
PSRR eğrisinde faz verisine sahip değiliz, ancak + 90 ° faza sahip olduğunu varsayalım. Evet, bu + 90 ° farklılaştırıcı bir faktör gibidir. Şekil 2b'de gösterildiği gibi, düşük frekanstan 100 kHz'e, açık döngü kazancı -90 ° 'lik bir faza sahiptir, bundan sonra negatif değer büyür ve büyür. Tampon, sonlu bir frekans yanıtına sahip olacak ve ayrıca bir faz gecikmesi gösterecektir. Döngüdeki tüm faz gecikmelerinin eklenmesi, bazı frekanslarda geri besleme fazının 0 ° veya 360 ° 'nin katı olmasını sağlar. Bu aşamalardaki güç döngüsü kazancı 1'den büyükse, salınım meydana gelecektir. PSRR genliği 4 dB'lik düşük bir noktaya düşer (zayıflama = -4 dB kazanç = 0.63, dB değil) ve döngünün salınım için hiçbir zaman yeterli kazanca sahip olamayacağı görülmektedir. Bu muhtemelen yanlıştır, çünkü PSRR hem Vp hem de V'ler için geçerlidir ve PSRR kazancının eklenmesi genliği 1'i aşacaktır. Ek olarak, tampon belirli bir miktarda zirveye sahip olabilir ve daha sonra kazancı yüksek frekanslarda yuvarlanarak genel geri besleme genliğini 1'in üzerine çıkarır. Ayrıca, tamponun biraz daha büyük bir kapasitör sürmesi gerektiğini ve daha fazla faz gecikmesine sahip olacağını göreceğiz. Her durumda, LTspice'deki devre simülasyonu, büyük sinyal salınımlarının meydana geleceğini gösterir (LTC6240'ın frekans yanıtı ve doğrusal olmaması makro modelde yansıtılır).
Şekil 2. (a) LTC6240'ın PSRR'si, (b) LTC6240'ın açık döngü kazancı
Gerçek gerçekleştirme
Şekil 3, tüm devreyi göstermektedir.
Şekil 3. Tam devre
Lütfen 1000 pF baypas kapasitörünün LTC6240 güç kaynağı pinine sıkıca bağlanması gerektiğini unutmayın. İşlemsel amplifikatör düzinelerce dahili transistöre sahiptir Bu amplifikatörde, transistörün Ft seviyesi GHz'dir. Genellikle birbirlerine geri bildirim yoluyla bağlanırlar ve baypas kapasitörleri kurulmadıkça, yüksek AC empedanslı güç kaynakları altında salınım yapabilirler. Bu salınımları ortadan kaldırmak için 1000 pF yeterlidir. Ayrıca, güç kaynağı baypas kapasitörünün herhangi bir çıkış yük kapasitöründen çok daha büyük olduğunu umuyoruz, çünkü yüksek frekanslarda, yük kapasitöründeki voltaj dönüşümü, akımın güç rayına akmasına neden olur ve güç kaynağı voltajını modüle ederek PSRR geri beslemesi yoluyla salınımlara neden olabilir. Bu nedenle, baypas kapasitörü frekanstaki güç kaynağı modülasyonunu azaltacaktır; bu, çıkıştan güç kaynağına geri besleme kazancını azaltmaya eşdeğerdir.
Bu baypas kapasitörlerini sallamak çok fazla akım gerektirir ve çift yönlü olmalıdır. Q5 ve Q6, baypas kapasitörünün dönüş akımını çalıştırabilen emitör takipçileridir. Q3 ve Q4, Q5 ve Q6'nın hareketsiz akımını ayarlamak için kullanılan önyargı diyotlarıdır. Q2, bu diyotlar ve Zener diyot D1 (aslında paralel bir referans voltaj kaynağı IC) için ön akım sağlar ve D1, çıkışa göre pozitif besleme voltajını ayarlar. Q2 toplayıcı, yüksek voltaj rayları arasında R9 tarafından önyargılı olan bir akım aynasının çıkışıdır. Besleme voltajı sabit bir değer değilse, R9 yerine iki akım kaynağı kullanılabilir.
Q7 ila Q12, bir öncekine eşdeğer bir Vm eksi güç sürücüsü oluşturur. Lütfen Zener voltajındaki uyumsuzluğun kasıtlı olduğunu unutmayın: Vp, giriş / çıkıştan 5V daha yüksek ve Vm, giriş / çıkıştan 3 V daha düşük. Bu uyumsuzluk, giriş voltajının orta noktasını LTC6240'ın güç limiti giriş aralığı içinde yapar ve böylece dönüş dalga formunu optimize eder.
Genellikle, LTC6240'ın güç kaynağı akımı Q5'in verici akımını tüketir ve temelde Q6'yı kapatır, bu nedenle Vp tamponunun çıkış empedansı çoğunlukla R3'tür. Bu nedenle, güç kaynağı geri besleme Vp yolunun bant genişliği yaklaşık 1 / (2 × 100 × 0.001? F) = 1.6 MHz'dir. Bu, 10 MHz ve üzeri frekanslarda (şu anda LTC6240'ın açık döngü fazı osilasyona doğru gelişmektedir), Vp döngü kazancının 1'den çok daha az olmasını sağlar. 100 direnç ayrıca takipçi Q5'in 1000 pF kapasitörünü doğrudan çalıştırmamasına izin verir. Yayıcı takipçisi, kapasitif yük ile rezonansa girerek çınlamaya ve hatta salınıma neden olabilen çıkış endüktansına sahiptir.
Önyükleme bandının 1,6 MHz üzerindeki frekanslarda başarısız olacağını tasarladıktan sonra, frekans yaklaşık 100 kHz'yi aştığında genel devrenin mükemmel davranışının azaldığını göreceğiz. Çıktı, girdiyi tam olarak takip edemezse, önyüklemenin faydalarından ödün verilecektir. Rin with Cin, tamponun ardından ADC'nin sistem örtüşme önleme filtresinin bir parçası olan bant genişliğini 100 kHz ile sınırlandırır ve ayrıca radyo parazitini ve desteklenmeyen dönüş oranlarını azaltır.
Devre, herhangi bir kısıtlanmamış dönüş giriş sinyaline veya ESD'ye dayanabilmelidir, bu nedenle Rin, giriş hatası akımını sınırlamak için de kullanılır. Direnç, giriş aşırı yükünü paylaşmak ve geçici olarak 1 kV gerilime dayanmak için dört seri bölüme sahiptir. Sinyal kaynağına ve beklenen aşırı yüke bağlı olarak, giriş direnci azaltılabilir.
LTC6240'ın içinde, giriş aşırı gerilim akımını Vp veya Vm'ye yönlendirebilen bir koruma diyotu vardır. LTC6240 girişine girmesine izin verilen maksimum arıza akımı 10 mA'dır, ancak giriş hatasını hızla kesebilecek bir çevreleyen devre varsa, akım kısa sürede artırılabilir. Bu devrenin beklenen uygulamasında, tamponun girişini enerjilendirilmediğinde ÷ 10 ağına bağlayan bir SPDT rölesi vardır. Güç açıldıktan sonra, röle doğrudan girişe bağlanır. Bu nedenle, güç olmadığında, tampon 10 k'dan çok daha büyük bir kaynak empedansına bağlanır ve arıza voltajının büyüklüğü ve akım düşüşü, 10 mA sürekli derecelendirmeye eşdeğerdir. Uygulanan giriş aralığı ± 400 V ve hata toleransı ± 1000 V'tur. Bu, yalnızca aşırı giriş gerilimini algılayan ve röleyi hızlı bir şekilde serbest bırakan iki karşılaştırıcı olduğunda güvenli bir şekilde yapılabilir. Bu 1 ms ile 2 ms arasında yapılabilir ve LTC6240'ın koruma diyotunu eritmeyecek 100 mA geçici giriş akımına izin verir. Lütfen D3 ila D6'nın giriş aşırı yük akımını daha önce LTC6240 aracılığıyla Vp veya Vm'ye yönlendirilmiş olan Vhvp veya Vhvm güç kaynağına yönlendirmek için kullanıldığını unutmayın. Bu güç kaynakları aşırı yük akımını absorbe edemeyebilir çünkü akım normal güç kaynağı çalışmasına göre geriye doğru akar. Röle anahtarının sıkıştırmasının açılmasını beklerken, besleme gerilimini güvenli bir şekilde korumak için yeterince büyük bir baypas kapasitörüne güveneceğiz. 100 mA aşırı yük için, güç kaynağının voltaj değişimini 2 ms içinde 2 V dahilinde tutmak için 100F kapasitör gerekir.
Yüksek voltaj sinyali kaynak
Laboratuvar prototipini test ederken, devreyi harekete geçirmek için herhangi bir dalga formunun yeterli çıkış voltajı dalgalanmasını sağlayacak bir sinyal jeneratörümün olmadığını fark ettim. ± 10 V p-p'ye kadar çeşitli dalga biçimleri üretebilen bir sinyal jeneratörüm var. Şimdi, büyük genlikli dalga formlarını net bir şekilde yeniden üretebilen bir amplifikatör tasarlamak gerekiyor. Şekil 4, bir akım geri besleme amplifikatörünün (CFA) yüksek voltajlı ayrı bir uygulamasını göstermektedir.
Şekil 4. Yüksek voltaj amplifikatörü
CFA (Current Feedback Amplifier) çok yüksek bir dönüş hızına sahiptir ve bant genişliği genellikle çok geniştir (birleşik kazançta). Ancak yüksek voltajlı transistörler kullandığımız için bant genişliği orta düzeydedir. Düşük voltaj türleriyle karşılaştırıldığında, yüksek voltajlı transistörler daha yüksek parazitik kapasitansa ve daha düşük Ft'ye sahiptir.
Burada dikkat edilmesi gereken bazı şeyler var. Devrenin kendisinin akımı sınırlama veya güç tüketimini sınırlama işlevi yoktur, bu nedenle 10 mA'yı aşan sürekli büyük bir yük akımı çıkış aşamasını yakar ve hatta daha fazla devre aşaması yakabilir. Ek olarak, yüksek voltajlı güç kaynağına 0,1F'nin üzerinde bir baypas kapasitörü eklememek en iyisidir. Büyük kapasitörler kullanılırsa, kısa devreler kaynak etkilerine neden olur. Bunun ışığında, ikinci harmonik distorsiyonu bastırmak için yüksek voltajlı güç kaynağına 100F'lik bir baypas kapasitörü eklemek zorunda kaldım. Açılıp kapanmasını önlemek için laboratuvar güç kaynağını elle yukarı ve aşağı sallıyorum. Lütfen 50 V'luk bir voltajın vücutta kalp durmasına neden olacak kadar yeterli akım oluşturacağını unutmayın. Yüksek voltajlı güç kaynağının akım sınırını 60 mA'ya düşürmek en iyisidir. 50 V uyanık olmak için yeterince yüksektir.
Şekil 4'te, ADA4898 işlemsel amplifikatör, doğruluğu ve distorsiyonu kontrol edilecek şekilde CFA'yı kontrol eder. CFA genellikle yüksek bir DC hatasına ve yüksek doğrulukta uzun bir çökelme süresine sahiptir. İşlemsel kuvvetlendiriciler bu sorunları çözer.
DFA'nın pozitif girişi nod n25 ve negatif giriş n5'tir (evet, bu giriştir). Rff ve Rgg, dahili CFA'nın kazancını yaklaşık 27'ye ayarladı. Bu yüksek kazanç, işlemsel yükselticinin çıkış salınımını ± 2 V'a kadar kontrol edebilir. CFA, amplifikatörü kontrol etme yükünü daha da azaltmak için daha yüksek bir kazanca ayarlanabilir, ancak bu şekilde, CFA bant genişliğini kaybedecek ve distorsiyonu artıracaktır. Toplam kazanç, Rf ve Rg tarafından 20'ye ayarlanır. Ctweak ve Ctweak2, 215 kHz'nin üzerindeki işlemsel yükselticinin genel geri beslemesinden CFA'nın faz gecikmesini ortadan kaldırmak için Rf ile birlikte çalışır ve böylece işlemsel yükselticinin kararlılığını artırır.
n13, Q1 / Q2 / Q20 ve Q11 / Q12 / Q19'u içeren akım aynaları tarafından sürülen CFA kazanç düğümüdür.
Q7 / Q8 / Q10 / Q13, kompozit tamamlayıcı yayıcı takipçisi olarak bir çıktı tamponu oluşturur. Akım sınırlayıcı devre yoktur - çıkışı hiçbir şeye kısa devre yapmayın!
Yüksek voltajlı amplifikatörün CFA kısmı, 35 MHz'lik -3 dB bant genişliğine sahiptir ve kendi kendine tepe noktası oluşturmaz. Genel devrenin -3 dB bant genişliği 33 MHz'dir, ancak 8 dB tepe noktası vardır. Genel olarak, kompozit amplifikatör için tasarlanan ikinci amplifikatörün bant genişliği, zirveyi önlemek için giriş kontrol amplifikatörünün bant genişliğinin en az 3 katıdır, ancak böyle uygun bir oran elde edemeyiz. En azından 8 dB zirvenin yüksek bir Q değeri yoktur ve zil sesi oldukça hızlı bir şekilde kaybolacaktır. Zirve frekansının altında, hedef 100 kHz sinyali iyi bir şekilde yeniden üretilir. 100 kHz'de ve çıkış 80 V p-p, distorsiyon ölçümü -82 dBc; 100 kHz'nin altında ve çıkış 32 V p-p, distorsiyon -100 dBc'ye düşürülmüştür. Hızlı kenarlar için kare dalga tepkisi yaklaşık% 60 aşma oranına sahiptir; çıktı dönüş hızı 250 V / s'den az olduğunda, aşma çok küçüktür veya neredeyse hiç aşmaz. Maksimum dönüş hızı yaklaşık 1900 V / s'dir.
Ölçüm kurulumu
Büyük bir sinyalle karşı karşıyayız, ± 40 V çıkışı ölçmek için sıradan laboratuvar ekipmanı nasıl kullanılır? Yüksek voltajlı amplifikatörün ve yüksek voltaj tamponunun çıkışı 10 mA'yı geçmemelidir ve bunlar
40 pF yükleri kararlı bir şekilde sürer. Koaksiyel kablonun geçirgenliği 27 pF / ft'dir ve bu çok büyüktür. Osiloskop ÷ 10 probu sadece yaklaşık 15 pF || 10M yüke sahiptir, bu nedenle osiloskopa bağlantı sorun olmayacaktır.
Bozulma ölçümü için, laboratuvarımızdaki ses analizörlerinden hiçbiri 100 kHz'de -80 dBc'ye ulaşamaz, bu nedenle spektrum analizörlerine başvurmak zorundayız. Ne yazık ki, spektrum analizörünün yalnızca 50 girişi vardır ve bu, sürücü devremiz için çok düşüktür. Benim çözümüm empedansı 50'ye çıkarmaktır (bkz.Şekil 5); yani, ÷ 100'e yakın bir voltaj bölücü yapmak için sinyal ile 50 analizörün girişi arasına 5 k'luk bir voltaj bölücü yerleştirin. 5 k direncin düşük frekans sinyalleri altında termal kayma göstermemesi önemlidir, çünkü bu ofsetler VOUT2 ile ilgilidir ve hatta harmoniklere neden olur. Rdivider yapmak için 51 k, 2 W direnci seri olarak bağlamayı seçtim. 2 W dirençler yaklaşık 37 ° C / W termal dirence sahiptir ve beş 1 k direnç 7.5 ° C / W termal dirence sahiptir. Buna ± 40 V sinüs dalgası uygulandığında güç tüketimi 160 mW'dir ve dirençli ısıtma, direncin sıcaklığının 7,5 × 0,16 = 1,2 ° C artmasına neden olur. Direnç kayması yaklaşık 100 ppm / ° C'dir, bu nedenle DC'de 120 ppm ofset veya yaklaşık% 0.01 doğrusal olmayan hata ve -80 dBc distorsiyon olacaktır. Bu doğruluk ölçümlerimiz için nasıl yeterli olabilir? İyi haber şu ki, voltaj bölücü direncin termal zaman sabiti oldukça büyük ve gerçek direnç ofsetinin 100 kHz döngünün ortasında küçük olmasını bekliyoruz. İronik olarak, distorsiyon daha düşük frekanslarda (belki 1 kHz ve altı) daha kötüdür.
Analizörün sınırlı giriş aralığı nedeniyle, 80 V p-p sinyali yine de zayıflatılmalıdır, ancak en iyi spektrum analizörü performansını elde etmek için hala çok büyük. Yardım olmadan, analizörümüz sadece -80 dBc bozulma sağlayabilir, bu da artıları ve eksileri tartmanın bir sonucudur, aksi takdirde gürültü harmonikleri bastırır veya büyük girdi ek bozulmaya neden olur. Çözüm, temel dalga genliğini ortadan kaldırmak için analizörün girişine 100 kHz'lik bir tuzak yerleştirmektir. Sinyal birkaç milivolttan az olduğunda (sadece harmonikler), -120 dBc'ye yakın bir ölçüm aralığı elde edebiliriz. Şekil 5, test kurulumunu göstermektedir.
Şekil 5. Bozulma testi kurulumu
Jeneratör, Rterm'i jeneratörün 100 kHz harmoniklerini zayıflatan düşük geçişli bir filtreden (Linput ve Cinput) geçirir. Bozulma, ölçülecek devreden daha düşük olan -113 dBc'ye yükseltildi. Saflaştırılmış sinyal, yüksek voltajlı amplifikatör tarafından güçlendirilir ve voltaj bölücüyü çalıştıran tampon tarafından iletilir.
İndüktör, büyük bir makara üzerine sarılmış manyetik telden oluşur (güç E-I çekirdeklerinde kullanılır). Artan distorsiyon nedeniyle herhangi bir çekirdek malzemesi kullanılamaz; hava bobinleri kullanılmalıdır. Sadece tekrar tekrar sarın ve ölçün.
Ltrap, manyetik bir alanda bitişik gevşek korumasız hatlara harmonikleri yayar (bu benim genel yöntemimdir), bu yüzden tuzak elemanını topraklanmış bir BNC jak bağlantısına sahip bir bisküvi kutusuna koyarım. Laboratuvarımızda bisküvi tenekelerimiz var; ızgara tavalarını severim, ancak herhangi bir korumalı çelik kutu işe yarar.
Kalibrasyon için, iki amplifikatörü düz kablolarla değiştirdim ve ikinci ila dördüncü harmonik frekanslarda Rterm voltajından spektrum analizörünün girişine kazancı kaydettim. Bozulma testinde harmonikleri ölçerken, tamponun çıkışındaki harmonik içeriği çıkarmak için frekansa karşılık gelen depolanan kazancı kullanıyorum. Tamponun temel frekans çıkışının genliğini izlemek, normalleştirilmiş harmoniklerin etkin değerini hesaplamak ve ardından genel bozulmayı elde etmek için temel genliğe bölmek için bir osiloskop kullanıyorum.
sonuç
Şekil 5'te gösterilen ayarlar kullanılarak, spektrum analizörünün 70 V pp ve 80 V pp çıkıştaki distorsiyonu -81 dBc ve 50 V pp ve 60 V pp çıkıştaki distorsiyon -82 dBc ve 16 V pp ve 32V'dir. Pp çıkışındaki bozulma -86,5 dBc ve frekans 100 kHz'dir.
Ardından DC doğrusallığını ölçün, doğruluğu ve giriş aralığını kazanın. Şekil 6, giriş DC sinyali tarandığında arabelleğin giriş ofsetini göstermektedir.
Kullanışlı giriş özelliklerine sahip herhangi bir amplifikatör, yüksek voltaj sinyalleri ile çalışmak için yukarıda açıklandığı gibi önyüklenebilir. Ultra düşük giriş gürültüsü veya ultra düşük ofset amplifikatörler yüzlerce voltta çalışabilir.
Şekil 6. Tamponun VOS ve VIN'i arasındaki ilişki. Rl = 50 k ve
Bir multimetrenin ± 40 V sinyal bağlamında alt mikro voltaj değişikliklerini çözmesi zordur, ancak bu bir tampon olduğu için, ofseti bulmak ve hassas bir aralık kullanmak için voltmetreyi girişten çıkışa bağlayabiliriz. ± 40 V giriş için, bu multimetrenin ortak mod reddi 1V'den azdır (bu test için giriş kısa devresi).
Eğrideki bozulma, düşük frekanslı gürültüden (özellikle termal bozulmadan) kaynaklanır. Yakındaki insanlar veya klima, hava akışı ve ısı değişikliklerine neden olarak, mikro voltaj Seebeck'e ve devrede termokupl voltaj hatalarına neden olabilir. İyi korumalı bir odam yok, ancak hava akışını önlemek için devreyi kapatmak için bazı kıyafetler kullanıyorum. Öyle olsa bile, sonuç hala 0.6V rms'lik bir sapmaya sahiptir.
Gürültüde, yüksüz (yeşil) eğri, kazanç hatasının yaklaşık olarak
0,03 ppm. Fena değil. Önyüklenmemiş LTC6240'ın nominal kazanç hatası 5,6 ppm'dir ve CMRR hatasının neden olduğu en kötü durum kazanç hatası 100 ppm'dir. 50 k (mor) yüklendiğinde, -0.38 ppm'lik bir kazanç hatası görüyoruz. Bu yük kazanç hatası, 0,02'luk bir çıkış empedansına eşdeğerdir. 0.02'nin nereden geldiğini bilmek zordur - bu, Vp veya Vm'yi modüle eden yük akımı olabilir ve LTC6240 içinde ortak mod reddi veya kazanç sınırlama işlemi yoluyla çalışıyor olabilir veya sadece kablo ve kart direnci olabilir. Her durumda, kazancı doğru tutmak için, bir Kelvin bağlantısı oluşturmak için LTC6240'ın geri bildirimini nihai yüke uzaktan bağlayabiliriz.
Şekil 7, küçük sinyal dürtü yanıtını göstermektedir.
Şekil 7. Küçük sinyal dürtü yanıtı
Yüksek voltajlı amplifikatörün çıkışı olan yeşil kanaldaki çınlama için özür dilerim. Kendi başına çalmıyor çünkü kullandığım osiloskop probu ve karttan karta topraklama çok yaygın. Sarı kanal, Cin + Rin'in hakim olduğu basit bir üstel görüntü olan arabellek çıktısıdır.
Şekil 8, büyük sinyal dürtü yanıtını, giriş dönüş hızını gösterir
± 32 V / s - çok iyi ve düzgün yanıt.
Şekil 8. Orta giriş dönüş hızına büyük sinyal yanıtı (± 32 V / s)
Şekil 9, aşırı yük dönüş hızına tampon tepkisini gösterir. 100 kHz'de 80 V p-p çıkışı, gösterilen ± 32 V / s kapasitesi dahilinde olan ± 25 V / s'lik bir tepe dönüş hızı gerektirir.
Şekil 9. Aşırı yük giriş dönüş hızına büyük sinyal yanıtı (± 130 V / s)
Giriş filtresinin aşırı yük dönüş oranını tamponun işleyebileceği miktarla sınırladığına dikkat edin. Dalgalanma, önyükleme devresinin çıkış dönüşünü takip edemeyeceği ve bu da giriş marjının dönüş sırasında tekrar tekrar aşırı yüklenmesine neden olan yapaydır. Cin'in azaltılması, giriş dönüş oranını daha büyük hale getirmeye zorlar ve önyükleme devresi takip edemez ve bu da daha çirkin dalgalanmalara neden olur.
sonuç olarak
Bu makale, düşük voltajlı bir işlemsel amplifikatör tamponunu yüksek voltajlı bir tampon içine verimli bir şekilde önyüklemenin bir yolunu göstermektedir. Mükemmel giriş özelliklerine sahip bir işlemsel amplifikatör benimsedik ve performansını daha da geliştirdik, böylece voltaj aralığı, kazanç doğruluğu, dönüş hızı ve bozulma performansı orijinal işlemsel amplifikatörden daha iyi oldu.
yazar hakkında
Barry Harvey eskiden yüksek hızlı operasyonel amplifikatörler, referans voltaj kaynakları, karışık sinyal devreleri, video devreleri, DSL hat sürücüleri, DAC'ler, örnekleme ve tutma amplifikatörleri, çarpanlar vb. Tasarlamaktan sorumlu bir analog IC tasarımcısı olarak çalışıyordu. Stanford Üniversitesi'nden elektrik mühendisliği alanında yüksek lisans derecesine sahiptir. 20'den fazla patenti vardır ve birçok makale ve bildiri yayınlamıştır. Barry kullanılmış test ekipmanlarını onarmayı, gitar çalmayı ve Arduino ile ilgili projeler üzerinde çalışmayı seviyor.
Telif hakkı bildirimi: Özel olarak belirtilen orijinal makalelere ek olarak, bu sitenin içeriği sadece daha fazla bilgi vermek içindir ve bu sitenin görüşlerini kabul ettiği anlamına gelmez. Yeniden basılmış tüm makalelerin, resimlerin, ses / video dosyalarının ve diğer materyallerin telif hakkı telif hakkı sahibine aittir. Bu sitede kullanılan orijinal olmayan yazıların ve resimlerin içeriği ile telif hakkının doğrulanması için tek tek iletişime geçilemez. Çalışmanın içeriği, telif hakkı ve diğer konular söz konusuysa, lütfen bize e-posta veya telefon yoluyla zamanında bildirin, böylece her iki taraf için de gereksiz ekonomik kayıpları önlemek için hızlı bir şekilde uygun önlemleri alabiliriz. İletişim numarası: 010-82306116; e-posta: aet@chinaaet.com.
