BiCMOS Band Gap Referans Gerilim Kaynağının Tasarımı ve Uygulaması
Wang Yuqi1, He Jin1, Zhang Guibo1, Tong Zhiqiang2, Wang Hao1, Chang Sheng1, Huang Qijun1
(1. Fizik Bilimi ve Teknolojisi Okulu, Wuhan Üniversitesi, Wuhan, Hubei 430072; 2. Wuhan Fiberhome Communication Co., Ltd., Wuhan, Hubei 430200)
0.18 m SiGe BiCMOS sürecine dayalı olarak, bir "10-Gbps transimpedans amplifikatörü (TIA)" yongasına uygulanan bir bant aralığı referans voltaj kaynağı tasarlanmıştır. Bant aralığı referans voltaj kaynağı 3,0 V ila 3,6 V güç kaynağı voltajı altında çalışır, çıkış referans voltajı 1,2 V, sıcaklık katsayısı 10,0 ppm / ve düşük frekanslarda güç kaynağı reddetme oranı -69 dB'dir, bu da iyi bir performansa sahiptir. Bant aralığı referans voltaj kaynağı, TIA çipindeki öngerilim devresi modülünün tasarımını tamamlamak için kullanılır.Bias devresinde, önyargı akımı sağlamanın yanı sıra, 7.9 GHz ve 8.9 GHz'de TIA çıkış voltaj sinyalinin bant genişliğini gerçekleştirebilen bir bant genişliği ayarlama işlevi vardır. TIA çipinin uygulanabilirliğini artıran 9.8 GHz ve 10.1 GHz dört hız ayarı. Şu anda, bant aralığı referans voltaj kaynağı ve öngerilim devresi MPW'deki (Multi-Project Wafer) TIA yongası ile bantlanıyor.
BiCMOS; bant aralığı referans voltaj kaynağı; öngerilim devresi; bant genişliği ayarı
TN443
Belge tanımlama kodu: Bir
10.16157 / j.issn.0258-7998.2016.11.007
Çince alıntı biçimi: Wang Yuqi, He Jin, Zhang Guibo, vb BiCMOS Bandgap Referans Gerilim Kaynağının Tasarımı ve Uygulaması Elektronik Teknolojinin Uygulanması, 2016, 42 (11): 33-36.
İngilizce alıntı biçimi: Wang Yuqi, He Jin, Zhang Guibo, ve diğerleri.BiCMOS bant aralığı referans kaynağının tasarımı ve uygulaması. Application of Electronic Technique, 2016, 42 (11): 33-36.
0 Önsöz
Entegre devre teknolojisinin derinlemesine araştırılması ve hızlı gelişimi sayesinde, analog ve dijital teknolojilere dayalı çeşitli iletişim ekipmanları ve tüketici ürünleri günümüzde sıcak bir nokta haline gelmiştir. Bant aralığı referans voltaj kaynağı, entegre devrede çok kritik bir temel modüldür.Referans voltaj kaynağı olarak kullanılır.Yüksek hassasiyet ve yüksek kararlılık özelliklerine sahiptir, güç kaynağı voltajından ve çalışma sıcaklığından etkilenmez.
Bant aralığı referans voltaj kaynakları, optik alıcı ön transimpedans amplifikatörleri (TIA), analogdan dijitale dönüştürücüler (ADC), dijitalden analoğa dönüştürücüler (DAC), düşük bırakmalı doğrusal regülatörlerde (LDO), sıcaklık sensörlerinde, voltajda yaygın olarak kullanılmaktadır. Dedektörler, yüksek hassasiyetli karşılaştırıcılar ve diğer analog ve dijital-analog hibrit entegre devreler, vazgeçilmez temel modüllerdir ve performansları büyük ölçüde sistem entegre çipinin performansını belirler.
CMOS teknolojisine dayalı bant aralığı referans kaynağı, yüksek entegrasyon sağlayabilir ve daha düşük güç tüketimi sağlayabilir; bipolar teknolojisine dayalı bant aralığı referans kaynağı, yüksek hızlı devrelerde geniş bir uygulama yelpazesine ve güçlü bir akım sürücü özelliğine sahiptir. BiCMOS proses teknolojisi, CMOS prosesi ve bipolar prosesin aynı çip üzerinde entegrasyonunu gerçekleştirebilir, bu nedenle her ikisinin avantajlarını aynı anda sunar.Entegre bir çip üzerinde elde ettiği yüksek performans diğer iki proses ile elde edilemez. Bu nedenle, bant aralığı referans voltaj kaynağının araştırma ve tasarımını gerçekleştirmek için BiCMOS teknolojisinin kullanılması büyük önem taşımaktadır.
1 Bant aralığı referans voltaj kaynağının çalışma prensibi
Bant aralığı referans voltaj kaynağının amacı, bir referans voltajı üretmektir - güç kaynağı ve süreç ile hiçbir ilişkisi yoktur ve aynı zamanda belirli bir mikro sıcaklık karakteristiğine sahiptir. V1 geriliminin artan sıcaklıkla azaldığını ve V2 geriliminin artan sıcaklıkla arttığını varsayarak, uygun katsayıları 1 ve 2 seçin, böylece 1 × (V1 / T) + 2 × (V2 / T) = 0. Bu nedenle, bant aralığı referans voltajı elde edilebilir, yani VREF = 1V1 + 2V2.
1.1 Brokaw bant aralığı referans voltaj kaynağı yapısı
Brokaw bant aralığı referans voltaj kaynağının devre yapısı Şekil 1'de gösterilmektedir.
Şekil 1'den görmek zor değil:
VREF voltajı denge noktasındayken, işlemsel yükselticinin negatif geri besleme etkisi yoluyla Q1 ve Q2 transistörlerinden akan IC1 = IC2 akımı, devre çıkış voltajı referans voltajı VREF'de stabilize edilir. Brokaw bant aralığı referans voltaj kaynağının dengeli bir durumda çıkış voltajı:
1.2 Kujik bant aralığı referans voltaj kaynağı yapısı
Kujik bant aralığı referans voltaj kaynağının devre yapısı Şekil 2'deki gibi gösterilmektedir.
Devre yapısı, Brokaw bant aralığı referans voltaj kaynağı devre yapısına benzerdir.İşlemsel yükselticinin negatif geri beslemesi yoluyla, kararlı bir bant aralığı referans voltajı VREF elde edilir.
Resimdeki PNP transistörleri Q1 ve Q2, diyot bağlı iki kutuplu transistörlerdir.İşlemsel yükselticinin "sanal kısa" ve "sanal kırılma" özelliklerine göre, çıkış voltajı VREF şu şekilde elde edilebilir:
2 BiCMOS bant aralığı referans voltaj kaynağı tasarımı
2.1 Devre analizi
İlgili iyileştirmeleri yapmak için yukarıdaki iki bant aralığı referans voltaj kaynağı yapısını birleştirdikten sonra, bu makaledeki bant aralığı referans voltaj kaynağının genel devresi Şekil 3'te gösterilmektedir.
Devre sisteminin kararlılığını iyileştirmek için, düşük frekanslı bir kutup elde etmek için Miller telafisi için işlemsel yükselticinin iki aşaması arasına büyük bir kapasitör eklemek için "Miller etkisi" kullanılır. Kondansatörler birkaç paralel olarak bölünür ve MOS transistör kondansatörleri kullanılır ve dirençler ayrıca yerleşim tasarımı ve eşleştirme gereksinimleri dikkate alınarak seri olarak ayrılır ve bağlanır.
Geleneksel çekirdek devre yapısında, MOS transistörleri çekirdek devre için ön akım sağlamak için kullanılırken, orijinal tasarım ön gerilim akımı sağlamak için npn transistörleri kullanır. Önceki analiz sayesinde, öngerilim akımı sağlamak için MOS kullanıldığında, iletim akımının sıfır olduğu, uyarmak için bir başlatma devresi gerektiren, ancak npn transistörlerinin böyle bir "dejenere noktaya" sahip olmadığı bir "dejenere nokta" fenomeni olacağı bilinebilir. Bu nedenle, bu tasarımdaki çekirdek devrenin uyarma için devreyi başlatmasına gerek yoktur. Ek olarak, işlemsel kuvvetlendirici, transistörler Q3 ve Q4, dirençler R3 ve R4 birlikte bir geri besleme döngüsü oluşturur. Tasarım hedefindeki çıkış voltajı 1,2 V, bipolar transistörün baz verici voltajı VBE yaklaşık 0,8 V ve güç kaynağı voltajı 3,3 V olduğundan, voltajı bölmek için dirençler kullanmak gerekir, aksi takdirde 1,2 V çıkış elde etmek zordur. Voltaj.
Transistörler Q1 ve Q2 diyot bağlantısını benimser, yayıcı alanları eşit değildir ve alanlarının oranı n: 1'dir. Bu makaledeki iki transistörün verici alan oranı 16: 2, yani n = 8'dir.Bu değer, ofset etkisini azaltmak ve cihazın eşleşmesini iyileştirmek için kullanılır.Bu nedenle, iki transistörün taban verici voltajı VBE'dir. Eşit değil.
VB1 = VB2'den şunları alabiliriz:
O zaman Q1 ve Q2 transistörlerinin temel yayıcı voltajı VBE'nin VBE farkı:
Bu nedenle yukarıdaki formüldeki direnç oranını ayarlayarak ideal sıcaklık katsayısına yakın bir bant aralığı referans voltajı elde edilebilir.
ŞEKİL 3'ün amplifikatör yapısında, PMOS transistörleri M1, M2 ve M3'ün sıfır akımı iletmesine izin verilir Bu zamanda, işlemsel amplifikatör normal çalışamaz çünkü NMOS transistör M3'ün drenajı sıfır bir dejenerelik noktasına sahiptir. Bu "dejenere noktayı" yok etmek için, uyarma için bir başlangıç devresine ihtiyaç vardır. Q7, Q8, Q9 transistörlerinden ve R8 rezistöründen oluşan kol akım iletimine sahiptir.Üç transistör diyot şeklinde bağlandığından ve her transistörün temel yayıcı voltajı VBE 0,8 V olduğundan, Q10 Baz voltajı 3 VBE'dir, yani 2,4 V, bu nedenle transistör hızlı bir şekilde açılacak ve akım iletimi olacaktır.Yayıcı, MOS transistör M3'ün drenajı ile M5'in drenajı arasına bağlanır. İşlemsel amplifikatör devresi, ardından Q10 Verici akımı, iki MOS transistörüne hızlı bir şekilde enjekte edilecek ve ardından düğüm potansiyelini yükselterek MOS transistörünü harekete geçirecek ve böylece operasyonel amplifikatör normal çalışma durumuna ulaşacaktır. Tüm bant aralığı referans devresi kararlı bir çalışma durumunda olduğunda, Q10'un yayıcı potansiyeli, bant aralığı referans voltajı VREF ve 2.0 V olan bir temel yayıcı voltaj VBE'nin toplamına çekilecektir. Bu zamanda, Q10'un tabanı ve vericisi Zaman arasındaki voltaj düşüşü 0,4 V'a düşecek, Q10 kapatılacak ve artık akım aktarımı olmayarak güç tüketimini azaltacaktır.
2.2 Yerleşim ve simülasyon sonrası
Şekil 4, bant aralığı referans voltaj kaynağının genel yerleşimini gösterir. Genel devre düzeninin etrafına ve korunması gereken cihazın çevresine bir koruma halkası eklenmiştir Planın alanı 115 m × 220 m'dir.
Bant aralığı referans voltaj kaynağı üzerinde simülasyon sonrası gerçekleştirin ve sonuçlar aşağıdaki gibidir:
(1) Sıcaklık katsayısı
3,3 V güç kaynağı voltajı ve tipik TT işlem açısı modeli altında, bant aralığı referans voltaj kaynağı -40 ila 100 arasında bir sıcaklıkta tarandı ve Şekil 5'te gösterildiği gibi sıcaklık katsayısının simülasyon sonrası sonuçları elde edildi. Çıkış voltajı yaklaşık 1,2 V ve sıcaklık katsayısı yaklaşık 10,0 ppm / ° C'dir.
(2) Güç kaynağı reddetme oranı
Bant aralığı referans voltaj kaynağı reddetme oranının PSRR'sinin simülasyon sonrası sonuçları Şekil 6'da gösterilmektedir. Doğrulama ortamı: 3,3 V güç kaynağı voltajı artı 1 V AC sinyal bileşeni, tipik TT işlem açısı modeli, çalışma sıcaklığı 27 ° C, frekans tarama aralığı 1 Hz 10 GHz. Şekilden, düşük frekanslarda, bant aralığı referans voltaj kaynağından sonra simüle edilmiş PSRR'nin yaklaşık -69 dB olduğu; 10 kHz'de, PSRR'nin yaklaşık -53 dB olduğu ve iyi güç kaynağı bastırma özelliklerine sahip olduğu görülebilir.
3 Öngerilim devresinin tasarımı
3.1 Önyargı devresi yapısı
Bu makaledeki bant aralığı referans voltaj kaynağı esas olarak transimpedans amplifikatör (TIA) yongasındaki diğer modüller için kararlı bir referans referans voltajı sağlar Bant aralığı referans voltaj kaynağı, öngerilim devre modülünün tasarımını tamamlamak için uygulanır. ŞEKİL 7'de, bant aralığı referans voltaj kaynağının çıkış voltajı VREF npn transistör Q1'in tabanından girilir PMOS transistörleri M2 ve M3 bir düşük voltajlı kaskod akım kaynağı oluşturur ve M3 bir öngerilim voltajı Vb1 sağlar. PMOS tüpü M5 ve direnç R3, diyot şeklinde bağlanmış temel bir akım kaynağı oluşturur ve M5, başka bir öngerilim voltajı Vb2 üretir. Direnç R2 ve R3'ün direncini değiştirerek, Vb1 ve Vb2 ön gerilim voltajları, tüm MOS transistörlerinin çalışma sırasında doyma bölgesinde olacak şekilde ayarlanır.
Öngerilim gerilimleri Vb1 ve Vb2, bir akım aynası oluşturmak ve bir öngerilim akımı oluşturmak için sırasıyla M16, M18, M20 ve M17, M19 ve M21 PMOS transistörlerinin kapılarına girilir. Bant genişliği ayarlama fonksiyonu esas olarak çıkış akım sinyalini, itemp akım değerini değiştirerek etkiler, böylece hızı değiştirilir ve son olarak çıkış sinyalinin bant genişliği değiştirilir. Itemp'in akım değeri iki kısımdan oluşur, bir kısım akım aynası tarafından üretilen temel öngerilim akımı ve ikinci kısım artan akımdır Akımın bu kısmı, artımsal akımı üreten PMOS'u kontrol edebilen kontrol modülü tarafından kontrol edilebilir. Tüpün durumu (açık veya kapalı) kontrol edilir.
3.2 Bias devresinin bant genişliği ayarlama işlevi
Şekil 7'de, ctl1'in PMOS transistörleri M6 ve M8'i ve ctl2'nin PMOS transistörleri M7 ve M9'u kontrol ettiği iki kontrol terminali ctl1 ve ctl2 vardır. ctl1 ve ctl2 yalnızca yüksek (1) ve düşük (0) potansiyellere sahiptir. Daha sonra ctl1 ve ctl2'nin 4 çeşit mantık seviyesi kontrol kombinasyonu vardır: 11, 10, 01 ve 00. Bu 4 farklı kombinasyon, NAND mantık geçitleri, NOR mantık kapıları ve mantık dışı kapılar gibi MOS transistörlerinden oluşan basit mantık kapıları tarafından gerçekleştirilir. Ulaşılacak kapı.
Ctl1 ve ctl2'nin kontrol kombinasyonu 11 veya 00 ise, bu iki kombinasyonun artan akım üretimi üzerinde hiçbir etkisinin olmadığı ve hatta devrenin kararlılığını etkilediği görülebilir. Bu nedenle, 11 ve 00 kontrol kombinasyonları olmayacaktır.
Ctl1 ve ctl2'nin kontrol kombinasyonu 10 olduğunda, ctl1 tarafından kontrol edilen PMOS transistörleri M6 ve M8 kapalı durumdadır ve ctl2 tarafından kontrol edilen PMOS transistörleri M7 ve M9 açık durumdadır. M11 ve M13'ün kapılarına ekranlama özellikleri üretmek için onları açmak üzere bir (Vb2-Vds) ön gerilim verilir; ayrıca bunu yapmak için M10 ve M12 kapılarına bir (Vb2-Vds) ön gerilim verilir. Artımlı bir öngerilim akımı oluşturmak için iki PMOS tüpü açılır.
Ctl1 ve ctl2'nin kontrol kombinasyonu 01 olduğunda, ctl1 tarafından kontrol edilen PMOS transistörleri M6 ve M8 açık durumdadır ve ctl2 tarafından kontrol edilen PMOS transistörleri M7 ve M9 kapalı durumdadır.Bu sırada, M7 ve M9, Vb1 ve Vb2 izolasyon voltajlarının rolünü üstlenir. Daha sonra, M8'in drenajı ile M9'un kaynağı arasındaki potansiyel 1'dir ve M10 ve M12'yi kapalı durumda yapar; ayrıca, M6'nın drenajı ile M7'nin kaynağı arasındaki potansiyel de 1'dir ve M11 ve M13'ü de kapatır. Durum, artımlı öngerilim akımı üretilmiyor.
Gerçek devrede, paralel olarak çok sayıda bu tür kontrol edilebilir akım modülü vardır Farklı kontrol edilebilir akım modülleri için farklı kontrol kombinasyonları sağlayarak, farklı sayıda kontrol edilebilir öngerilim akımları üst üste getirilebilir. Kontrol etmek için global kontrol mantığına ihtiyacı vardır Şekil 8'de gösterildiği gibi, bwh_ctl ve bwl_ctl mantık sinyalleri tanıtılır ve 4 mantık seviyesi kontrol kombinasyonu vardır: 11, 10, 01 ve 00. TIA'nın çıkış sinyalinin bant genişliği 4 adımda ayarlanabilir.Birçok doğrulamadan sonra 4 adımda ayarlama talebi karşılar.
3.3 Yerleşim ve simülasyon sonrası
Şekil 9, ofsetin genel düzenini göstermektedir. Benzer şekilde, genel devre düzeninin etrafına ve korunması gereken cihazların etrafına koruma halkaları eklenmiştir .. Düzen alanı 154 m × 94 m'dir.
Bant genişliği ayarlama işlevini doğrulamak için önyargı devresinde simülasyon sonrası gerçekleştirin. 3,3 V'luk güç kaynağı voltajı ve TT işlem açısı modeli kullanıldığında, tüm TIA devre sistemi AC'den sonra simüle edilir ve frekans tarama aralığı 1 Hz'den 100 GHz'e kadardır.Bant genişliği ayarlama fonksiyonunun simülasyon sonrası sonucu Şekil 10'da gösterilmiştir. TIA'nın çıkış sinyalinin kazancının yaklaşık 73 dB olduğu şekilden görülebilmektedir; kombinasyon 11, 10, 01 ve 00 olduğunda, TIA'nın çıkış sinyalinin bant genişliği sırasıyla 7,9 GHz, 8,9 GHz, 9,8 GHz ve 10,1 GHz'dir. Farklı uygulamaların ihtiyaçlarını karşılamak için yeterli olan yaklaşık 2,2 GHz'lik bir bant genişliği ayarlama aralığı elde edilir.
4 özet
Bu metin, iki tür geleneksel bant aralığı referans voltaj kaynağı yapısını birleştirir, TIA yongasına uygulanan bant aralığı referans voltaj kaynağını tasarlar ve yapısal optimizasyonu sürdürür, iyi performansı gerçekleştirmiştir. Bant genişliği ayarlama işlevine sahip bir öngerilim devresinin tasarımı ve uygulaması, TIA çıkış sinyalinin 7,9 GHz ila 10,1 GHz aralığında bant genişliği ayarlamasına ulaşmasını sağlar ve bu da TIA çipinin uygulama aralığını iyileştirir. Düzen tasarımı tamamlandı ve MPW teyp çıkışı şu anda devam ediyor. Bundan sonra, bant çıkışı test sonuçlarına göre devre yapısı daha da geliştirilecektir.
Referanslar
Wu Wenlan, Xing Lidong. Bant aralığı referans kaynaklarının mevcut durumu ve gelişme eğilimi. Mikrobilgisayar Bilgileri, 2010, 26 (17): 186-188.
Wang Zhenyu, Founding, Gao Ping, ve diğerleri BiCMOS cihazlarının uygulama beklentileri ve geliştirme eğilimleri Telekomünikasyon Teknolojisi, 2003, 43 (4): 9-14.
BROKAW A P.A basit üç terminalli IC bant aralığı referansı IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1974, 9 (6): 188-189.
KUIJK K E.A hassas referans voltaj kaynağı IEEE Journal of Solid-State Circuits, 1973, 8 (3): 222-226.
AET üyeleri için yıl sonu avantajları!
